邓大汗碳化硅SiC功率器件实战派2025年08月18日 10:30广东
文章来源：《SiC MOSFET 栅极驱动电源与保护电路研究》
作 者：邓大汗（中国矿业大学能源动力硕士专业学位论文）
摘 要
碳化硅（SiC）材料与硅（Si）材料相比，具有禁带宽度大、临界击穿电场强度高、饱和漂移速度快以及导热率高等特性。SiC 基可达到比 Si 基更高的耐压值和更高的工作结温；高电子迁移率的特点也使其具有更高的开关速度；SiC 基器件具有更低的导通电阻及高温稳定特性。因此 SiC 基器件广泛应用于高频及高温环境中，有利于降低其开关损耗、缩短死区时间、提高开关频率等。开关频率的提高可以相应的降低无源元件体积，有利于增加变换率功率密度，缺点在于往往会引发电磁干扰（EMI）问题。总之，变换器一经采用 SiC 基器件，在性能方面会有大幅度的提升。
驱动功率半导体器件应具备足够的脉宽栅极驱动能力，栅极驱动电源（GDPS）稳定性以实现高性能操作。隔离型有源箝位反激式（ACF）拓扑满足电源电路所要求的隔离等级的同时为栅极提供正负可靠栅压，并降低 EMI 以及电压应力。在确保开关管实现可靠零电压开关（ZVS）的同时基于混合谐振方式来改善谐振电流及副边电流波形，有效降低了开关管的损耗，实现整流二极管的零电流开关（ZCS）。通过稳态分析给出主功率电路参数设计方法，结合平面变压器，进一步降低变换器的体积。利用 SIMetrix/SIMPLIS 搭建仿真电路，确保两路+18/-5V 电压输出。实验验证参数设计的合理性及变换器拓扑的有效性。
在高开关速度特性以及器件所含寄生参数不可忽略的影响下，传统驱动方式下半桥模块的 SiC MOSFET 串扰问题十分严重，大多数串扰抑制电路往往以牺牲相应的开关延迟、增大开关损耗及加重控制过程的复杂度为代价，不能够很好地均衡之间的关系。在此基础上，提出一种结合负压关断与驱动阻抗控制的改进栅极驱动电路。首先分析串扰的形成机理与典型的有源栅极抑制方式。其次，基于辅助三极管控制支路，为正向串扰提供低阻抗通路。然后通过自驱动辅助电路施加可变栅极电压，降低负向串扰影响。使用原始栅源极电压作为辅助电路驱动信号，栅极驱动器不引入任何其他控制信号，避免了额外的信号隔离。
高开关速率会带来瞬态电压和电流尖峰以及高频振荡、电磁干扰等问题，同时增加器件的开关损耗，严重时甚至会损坏器件。本文针对瞬态问题分析其产生机理，提出了一种智能数字式有源栅极驱动方式（IDAGD），该方式通过监测开关动态过程并通过逻辑循环调节至最优开关状态，实验在不同负载电流下验证电路的正确性及理论的可行性。该有源栅极驱动方式合理划分器件开关过程，通过状态监测和反馈，在特定阶段通过限制约束条件选择最优栅极电阻值来降低电压和电流过冲，目的是实现开关瞬态过程中尖峰与振荡的抑制作用。保证器件的安全可靠运行，同时权衡开关损耗与过冲。与传统栅极驱动器（CGD）相比，所提出的智能数字式有源栅极驱动能够有效抑制尖峰及振荡。最后，在 1200V/80A的 SiC MOSFET 上进行进行了 OrCAD Pspice 模拟和不同负载电流的双脉冲测试实验，验证了 IDAGD 电路作用下 SiC MOSFET 的开关性能。
关键词：#SiC MOSFET；#栅极驱动电源；#有源箝位反激变换器；#串扰抑制；#智能数字式有源栅极驱动
3 基于有源箝位反激的 SiC MOSFET 栅极驱动电源
3 Active Clamp Flyback Based SiC MOSFET GateDrive Power Supply
反激变换器作为隔离型 Buck-Boost 电路，具备成本低，结构简单等优点，且适合于功率要求不高的场合。但反激电路传递能量是通过耦合电感进行磁能转化，没有吸收电路来循环能量，容易造成磁芯饱和。主开关管关断时漏感存储的能量会在主开关管表现出电压尖峰，损耗增大。经过研究，缓冲电路能够回收变压器原边电感的能量，通过电阻吸收泄漏的能量。对比有源箝位与 RCD 吸收电路，验证了有源箝位电路在限制电压应力上有更好的表现[75]。有源箝位电路不仅能够泄漏原边电感的能量，避免磁芯出现饱和，同时也能箝位住开关管的电压，使之承受的电压应力降低，在实现主开关以及辅助开关软开关的基础上进一步的提升变换器的工作效率[76]。适当增加箝位电路来降低损耗，对比有源箝位与 RCD吸收电路，在限制电压应力方面有源箝位有更好的表现。
本文详细的阐述了有源箝位反激电路工作过程，并结合原副边混合谐振过程，充分考虑各参数参与电路工作过程的影响，从而更好地实现主、辅助开关及整流二极管的 ZVS 和 ZCS。保证尽可能减小开关损耗，采用层叠式 PCB 绕组平面变压器，进一步提高变换器的工作效率。
3.1 混合谐振 DC/DC 有源箝位反激变换电路（Hybrid Resonant DC/DC Active Clamp Flyback Conversion Circuit）
3.1.1 有源箝位反激变换器拓扑结构
所提 DC/DC 变换器由有源箝位反激电路、高频平面变压器以及独立栅极驱动器电压供应所需的多个隔离次级组成。有源箝位反激变换器常见的有两种拓扑结构，一种是高边有源箝位电路，如图 3-1 所示为高边有源箝位结构，在变压器原边电感侧，并接由箝位电容与一个 N 沟道 MOSFET 串联而成的支路。另一种是低边有源箝位电路，由于低边箝位电路特殊结构，主、辅开关的驱动信号可以共地，不需要额外的隔离电路。然而高边箝位结构的开关管不共地，需要施加额外的驱动信号，通过合理的 PWM 控制策略，合理控制开通与关断，并进一步降低寄生电容放电时间，改善谐振电流，本文主要采用高边有源箝位电路。
其中， Lm、Lr 分别为变压器含有的励磁电感与漏感；Smain、Saux 分别为主开关和辅助开关，Cr1、Cr2 为主、辅开关管的寄生电容，Cclamp 为箝位电路的箝位电容，箝位电容电压 Vclamp 可视为常数；Csk 是整流二极管寄生电容，Cok 为输出电容，Isk 为流经整流二极管的电流，k 取 1~4。
3.1.2 工作于 DCM 模式下的工作模态分析
有源箝位反激的工作模式分析是基于主开关管导通时刻整流二极管上电流大小定义的。在主开关管导通时，若整流二极管电流仍大于零，则电路工作于连续模式（CCM）；若二极管电流在主开关管导通时刻之前已经降为零，则电路工作与断续模式（DCM）；恰好电流等于零的时刻开通主开关管，此时为临界导通模式（CRM）。当有源箝位反激工作在 CCM 模式下，励磁电流在整个开关周期内均为正向时，会导致漏感能量不足无法实现主开关 ZVS。DCM 模式则保证在辅助开关管关断时励磁电流为负，避免软开关丢失。如果需要实现整流二极管ZCS，需合理配置箝位电容参数的值。如图 3-2 所示为一个周期内电路工作于DCM 模式下的主要参数的波形，其中励磁电流过零变负，工作状态可分为 9 个工作时区。为简化有源箝位变换器的分析，可以近似做如下假设：
1.谐振漏电感远小于励磁电感L L r m；
2.主开关管 Smain 和辅助开关管 Saux 在死区时间灵活可控的基础上控制脉冲互补；
3.主、辅开关器件及其体二极管均为理想元件；
4.箝位电容 Cclamp 远大于寄生电容 Crk；
5.为了使主开关管能完全实现 ZVS，谐振漏电感Lr储存的能量应大于寄生电容 Crk 储存的能量。
模式 1（t0-t1）：励磁电流过零点，Smain 开通，Vpri=Vin，励磁电感两端承受输入电压，励磁电流在输入电压的作用下上升，副边由于二极管作用无电流，输出电容 Co 以恒定的电流向负载传输能量。此时漏感电流表达式与负载电压表达式如下所示：
模式 2（t1-t2）：t1 时刻，Smain 关断，Saux 持续保持关断，励磁电感电流上升到电流峰值，正向励磁电流开始为 Cr1 充电。同时箝位电路中辅助开关管寄生电容被反向充电，其上电压线性下降直到放电至零，与主开关寄生电容两端电压处于互补的状态变化。同时为箝位管的 ZVS 做准备。
模式 3（t2-t3）：t2 时刻在输入电压和附加支路的作用下，电压 Vcr1 上升至Vin+nVo，辅助开关体二极管导通，变压器能量向副边传递，开始有电流流经副边二极管，并缓慢抬升。Lm 不参与谐振，漏感与箝位电容谐振。
模式 4（t3-t4）:辅助开关开通，此时保证箝位电流非负时开通是实现辅助开管零电压开通的重要条件。由于辅助开关管的导通压降低于寄生体二极管的压降，此时主开关管两端电压会出现一个小的电压降落。
谐振过程继续，漏感能量通过谐振回路施加至箝位电容 Cclamp。由于漏感远小于励磁电感，电流下降速度快于励磁电流，表达式与上式一致。t4时刻，谐振电流谐振到零，并开始反向。
模式 5（t4-t5）:漏感电流谐振反向最大值处，即整流二极管电流达到最大值。电路工作在 DCM 模式下，由于 Lm 两端电压被箝位，励磁电感电流将继续下降直到过零后与漏感电流重合。在 t5 时刻，iLm（t5）= iLr（t5），二极管无电流流过，励磁电流为负。
模式 6（t5-t6）:副边无电流，励磁电感上的能量全部释放完毕。此时 Lm 又重新串联到谐振回路中。箝位电压及谐振电流表达式为：
t6 时刻原边电感与漏感电流达到反向最大值，为实现主开关管 Smain零电压开通做好准备。
模式 7（t6-t7）: Saux 关断，一个周期内的第二个死区，破坏了原有回路，辅助开关回路电流突然变化。由于电感电流不能突变，因此主开关管的寄生电容开始放电，两端电压逐渐降为零，辅助开关管寄生电容充电。Smain 寄生电容放电电压变化表达式为：
模式 8（t7-t8-t9）: t7 时刻主开关管的漏源电压为零，体二极管自然导通续流，将漏源电压箝位到零，辅助开关管的寄生电容完成充电。t8 时刻 Smain 实现零电压开通，在 Vin 的作用下，直到 iLm 降为 0，在 t9 时刻完成一个开关周期。
3.2 谐振方式对有源箝位反激电路的影响（Effect of Resonance Mode on Active Clamp Flyback Circuit）
由于临界导通模式介于断续与连续导通模式之间。此时，在漏感能量不足而造成软开关丢失的情况下，也可以借助励磁电感 Lm 来可靠实现 ZVS。同时箝位电容容值也会影响副边电流的变化。首先分析有源箝位电路处于临界导通模式下需要满足的条件，Smain开通过程中，励磁电流的平均值为：
其中，Io 为输出电流；iLr(avg）为输入电流平均值；Po 为输出功率；η为转换效率；n 为匝比；fs 为开关频率。
3.2.1 电流跌落过程分析
t1 开始时刻，漏感电流会有一个迅速的跌落 Idrop，如图 3-4 所示，主要原因是整流二极管的结电容放电造成的，电流会下降到新的初始值。由于过程时间很短，此过程可近似分析。将输出电容、箝位电容等效成一个恒定电压源，励磁电感可等效成一个恒定电流源。等效电路如图 3-3 所示。
由上式可知，该变化值与原副边寄生电容参数有关，相当于原边两寄生电容之和与副边二极管寄生电容的分压效应所确定的具体数值。
由于容值不同，副边寄生电容与辅助开关管寄生电容存在降为零的先后顺序关系，当辅助开关管箝位电容先降为零时，副边寄生电容继续参与谐振，电流继续下降。当二极管寄生电容放电完成时，原边谐振过程如模态 3（t2-t3）分析所示。
综上，电流跌落现象主要是由于同步整流二极管的寄生电容引起，如果将二极管理想化，寄生电容很小以致于不考虑其对电路的影响，理论上将不会出现电流下降的情况，即漏感电流在关断瞬间的初始值与励磁电流保持一致。
3.2.2 原边谐振电路分析
当二极管放电完成后，此时因变压器副边电压反向而使整流二级管导通。由于输出电压仍处于给负载放电的过程中，容值相对于箝位电压而言较大，相当于一个电压源。谐振过程取决于变压器原边箝位电容与变压器漏感，此刻等效电路如图 3-5 所示：
变压器副边开始流过电流，初级测电流开始按正弦规律变化。适当设计相应的关断时间或者是箝位电容值，使关断时间小于一整个谐振周期，同时又大于二分之一个谐振周期，这样可以保证电路工作于 DCM 模式下。励磁电流过零变负，有助于主开关实现零电压开通，如图 3-6 所示。
3.2.3 副边谐振电路分析
当输出电容很小时，此时折算至原边下的电容值远远小于箝位电容值。此过程中，箝位电容相当于一个恒定不变的电压源，谐振过程主要发生于变压器漏感和输出电容之间，等效电路如图 3-7 所示：
此时变压器谐振电流不仅仅单纯的是正弦函数，是由具有负系数的正弦变化量与线性分量的组合。电流过程发生变化，保证谐振电流在励磁电流过零变负过程中相等，否则将不能满足主开关管 ZVS 的条件。
3.2.4 原副边混合谐振下的有源箝位反激电路分析
由于寄生电容放电引起的电流下降，会导致后续谐振过程产生不同的初始电流有效值，不同谐振方式下电流的波形也会不同。每种谐振方式都是将副边电容折算至原边后与箝位电容进行对比，将电容容值相对较大的视作电压源。然而当折算后的容值与箝位电容容值相差不大时，则处于混合谐振方式，具体分析如下：
求解该电路可得到谐振电流的表达式：
3.3 主电路与元器件参数设计（Main Circuit and Component Parameter Design）
由上述分析可知，当主开关管导通时，变压器初级侧承受的是电源端电压Vin。主开关关断，辅助开关器件导通，此时初级侧所承受电压为 nVo。为了更好地实现主开关与辅助开关管的 ZVS，互补开关信号之间存在一定的死区时间 td，死区时间主要用来避免两开关管同时导通的现象，更好的衡量谐振过程中的谐振周期与关断时间的大小。死区时间很小，在分析稳态过程时可暂时忽略不计。根据变压器原边绕组电压伏秒积平衡原理：
3.3.1 元器件参数设计及选型
（一）励磁电感
为实现主开关管的零电压开通，在辅助开关管关断的时刻，需要尽可能保证励磁电流最小值过零变负，实现双向励磁。即励磁电感双向流动，这是实现主开关管 ZVS 的关键。由上式（3-20）可知实现励磁电流负向的条件是：
由式可得，Lm 取值为需要合理设置电感的感值，同时也可以计算出使励磁电感电流最低点为零时的临界电感值，以实现效率的最优化。
（二）谐振电感的选择
谐振电感用来实现主开关的零电压开通，通过电路零电压开通的条件可知，谐振电感与寄生电容谐振，抽走寄生电容上的能量。为实现零电压开通，谐振电感上吸收的能量应大于主开关寄生电容存储的能量，同时还必须确保谐振电感的值远远小于励磁电感的值。主开关管寄生电容放电前的电压大约等于 Vin+nVo，谐振电感电流与励磁电感电流为反向最大值 iLm（r-peak）。
（三）箝位电容的选择
箝位电容的选择需要考虑纹波大小和箝位电压的大小。太大的电容会使纹波减小，但瞬态反应会很慢。需要根据开关周期来确定谐振的周期，满足谐振周期尽量小于主开关管关断时间，即大致四分之三的谐振周期近似等于主开关管关断时间。
（四）整流二极管
在主开关管开通过程中，辅助开关管所承受电压与主开关管关断过程承受电压一致，均为 Vin+nVo。在考虑器件选型方面应将开关管承受的电压应力和电流应力都考虑在内，并留有相应的裕量。副边整流二极管两端承受的电压最大值表达式为：
由于二极管的反向恢复特性，会在正向导通至反向截止期间存在反向恢复过程，会产生一个较大的反向电流，造成 EMI 噪声。选用反向恢复时间短的肖特基二极管，可避免了反向恢复时间和反向电流的问题。
（五）控制电路
高边箝位结构由于两开关之间不共地，在控制电路上相对于低边箝位来说更复杂，由图 3-8 所示构造驱动控制电路，由 TI 公司的有源箝电压模式 PWM 控制器 LM5025 结合峰值半桥接阀极驱动器 LM5109，实现在固定电源电压下，输出两路互补 PWM 信号，并通过栅极驱动 IC 将其中一路 PWM 信号用于驱动高边箝位结构的辅助开关管。封装分别为 TSS0P-16、SOIC-8。其中，LM5025 外围电路参数设计直接影响着电路的表现，最高频率可达 1MHz，其中开关的工作频率 fs 取决于电阻 RT。死区时间由电阻 RTIME 决定，在电源电压以及工作频率固定的情况下，由 RFF 和 CFF 决定占空比 D 的大小。
当输入电压为 15V 时，频率 400KHZ 的情况下，占空比为 0.4 时的电容与电阻的乘积为 6，此时可以选择 RFF 和 CFF 分别为 60KΩ、100pF。具体其他引脚的外围电路如图 3-8 所示。
综上，表 3-1 中显示了有源箝位反激变换电路的主要组成部分，考虑到主开关以及整流二极管所承受的电压应力和电流应力，并留有相应的裕量，主辅开关使用的是集成双 N 沟道 MOSFET，封装 SOIC-8 的 BSO615N，漏源电压 VDS为60V，连续漏极电流 ID 为 2.6A，导通电阻 Rds为 150mΩ，阈值电压 VGS(th)为 2V；二极管采用正向压降 900mV，直流反向耐压 Vr=40V，平均整流电流 Io 为 1A，反向电流 1mA 的肖特基二极管。
3.4 平面变压器设计（Planar Transformer Design）
通常进行高频变压器设计时常采用的方法有 AP 法和几何参数（AG）法，本文采用 AP 法，整个设计平面变压器的过程如流程图 3-9 所示。具体区别在于挑选磁芯时依据不同，AP 法通过计算 Aw和 Ae 的乘积得出 AP 值，Aw为磁芯窗口面积，Ae 为磁芯有效截面积。
磁芯的最大工作磁密为 Bm，原边绕组电压有效值假设为 Vp，原边绕组匝数可以用 Np 表示。由电磁感应定律可知：
同理可知对副边绕组而言：
原副边绕组电流有效值 I1 和 I2，若能完全利用磁芯窗口面积时则有：
磁芯窗口面积 Aw的表达式为：
其中，kw 为波形系数，方波取 4；kf 为窗口利用率，一般典型值取 0.4；最大工作磁通密度 Bm 一般取 0.2~0.5T；J 为电流密度，一般取 200-600A/cm2。磁芯的磁通密度和电流密度和窗口利用系数等参数都是按照经验选取。代入求得AP=0.0043cm2，通过查找各大磁芯生产厂商提供的磁芯的 datasheet，最终选择TDK 公司的 EQ20/6.3/14 磁芯，Ae 为 59.8mm2，Ve 为 1500mm3。
选定磁芯以及工作磁通密度 Bm，并进一步确定绕组的匝数以及如何根据磁芯窗口大小来实现绕组布置的问题，原边绕组匝数 Np 的计算公式为：
取原边匝数 Np=3，将计算的匝数带入上式，计算此时的最大磁通密度，验证所选择磁芯是否达到饱和，其中饱和磁通密度 Bs 为 510mT。根据匝比，可以求得次级绕组的匝数表达式为：
通过计算可得 Ns1=5.4，Ns2=1.5，分别取 5 匝和 2 匝作为副边绕组的匝数。由式（3-17）可以求得励磁电流的平均值为 0.74A，根据电流纹波一般选择为 20%（r=0.4），因此交流谐波分量为 0.296A，因此电流峰值为 1.036A，因此由上式可求励磁电感最小值为 7.24uH，综合励磁电流过零变负的临界电感值，励磁电感取值介于 7.24~10.125uH 之间，取 9uH。
变压器设计中使用三块 FR4 耐燃材料 PCB 作为绕组线圈，初级绕组单独配置在 PCB 中，独立输出副边配置在不同 PCB 中，并将初级绕组置于中间层，用来确保两个输出二次侧的漏感平均值。绕组厚度都采用 1oz 敷铜。减少绕组间的寄生电容对于栅极驱动变压器至关重要，因此允许 PCB 绕组间需添加垫片以增加空气隙，有效降低绕组间电容。平面变压器的体积小，所选材料的数量及成本更低。
3.5 仿真和实验验证（Simulation and Experimental Verification）
上述分析了有源箝位反激变换器的拓扑结构以及工作原理，为了实现在输入电压+15V 作用下，通过控制电路实现准确控制，在工作频率 400KHZ 的作用下，经变压器的作用，输出两路电压分别为+18/-5V，供 SiC MOSFET 驱动电路用来满足驱动能力。表 3-2 显示的是变换器以及平面变压器的主要技术参数。
运用 Maxwell Q3D 的瞬态场对平面变压器进行建模和仿真，根据所选 N97材料的 B-H 曲线以及磁芯损耗曲线对模型进行相应的赋值。通过搭建有源箝位反激外电路给定铜绕组电流激励，如图 3-11 所示。在瞬态场下评估变压器的漏感参数。仿真可知，原边线圈电感 Lp，副边线圈电感 Lsk 以及相互之间的互感Mij，漏感可以计算得：
其中 k 取 1~4，通常漏感是指原边漏感与副边折算至与原边的漏感。仿真得出 原 边 线 圈 自 感 为 9.67uH ， 副 边 线 圈 自 感 分 别 为 Ls1=LS3=26.93uH 、Ls2=Ls4=4.35uH。原边与副边绕组的互感分别为：16.02uH、6.40uH。因此经过折算后的原边漏感值约为 600nH。
由于原边电感 Lm 的大小直接影响励磁电流最低点是否过零，设计中，使得原边励磁电感电流最低点恰好为零时的临界电感值为 10.125uH，当电感值小于该值时，电感电流在下降过程中过零变负，方便更好的实现主开关与辅助开关的ZVS 导通。仿真电路参数包括输入电压 Vin=15V，两路输出原副边匝数比 3:4:1.7，占空比 D 为 0.4，频率 fs 为 400khz，励磁电感 Lm 为 9uH，负载 RL1=200Ω 、RL2=65以及变压器漏感 Lr=400nH。
当箝位电容与输出电容值发生变化时，此时输出电容远大于箝位电容值时，即箝位电容值取 100nF 时，输出电容 10uF 时，谐振过程主要取决于箝位电容与漏感，利用 SIMetrix/SIMPLIS 在该模式下的仿真波形图如 3-12 所示。
保证输出电压稳定的情况下，可以很好地实现主开关管和辅助开开关的ZVS，同时副边整流二极管在增加寄生电容值的情况下，会出现明显的电流降。
当箝位电容值大于输出电容折算至原边的值时，取箝位电容 10uF，输出电容 100nF，此时处于副边谐振模式下，该模式下箝位电容相当于稳定的电压源，几乎不变化。谐振主要发生在漏感与输出电容之间，仿真波形图如 3-13 所示：
原边箝位电容相当于一个恒定不变的电压源，箝位电流的变化也很小，漏感电流在该模式下以平滑的曲线下降，直到与励磁电流相等。正向的箝位电流与反向的励磁电流保证了主开关与辅助开关管的 ZVS。由于该过程中输出电容值较小，输出电容会产生一定的纹波，纹波对于供应驱动所需电压不会带来会很大影响。当箝位电容与折算后的输出电容处于同一数量级时的仿真波形图如 3-14 所示，即混合谐振方式下，由于匝数比近似于 1，所以选取此时箝位电容与输出电容值均为 1uF。
为验证理论是否成立，设计带有+18V 和-5V 电压电源的原型，用于驱动基于双脉冲测试半桥结构的 SiC MOSFET，原边开关采用 DC-DC 控制芯片 LM5025及栅极驱动芯片 LM5109B。死区时间灵活调节，死区时间设置为 200ns，由平面变压器确保满足隔离标准，箝位电容 1uF，输出电容为 5uF，折算至原边后的近似为电压源，不参与谐振分析过程。在开关频率 400KHZ 情况下的有源箝位反激变换电路的各项参数实验波形如 3-15 所示：
其他条件不变，开关频率 fs=400khz，输出电容 Co=1uF 时的电路的各项参数实验波形如 3-16 所示：
综上，电路工作在原边电感电流过零下的 DCM 模式，在给定信号宽度，死区时间为 200ns 的前提下，主开关可以在死区时间内可靠实现 ZVS，并在确定的其他电路参数的情况下，实现了副边二极管的 ZCS。
3.6 本章小结（Chapter Summary）
本文对有源箝位反激电路进行分析与优化，并基于原副边混合谐振过程，提出不同模态下的等效电路来模拟谐振电流波形，以此确定器件选型参数。实验验证了所分析电路不仅能够更好地实现开关管及整流二极管的 ZVS 和 ZCS，同时混合谐振方式也能够更好的调节电流的变化，避免了副边二极管的电流过零现象。转换器提供多个隔离次级，并采用平面变压器通过搭建 Q3D 模型进行仿真，保证恒定电压输出，为 SiC MOSFET 栅极驱动器提供稳定的供电电源。
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